| 引言
在很多電路應(yīng)用中，無噪聲、良好穩(wěn)定的電源對于實現(xiàn)最佳性能是很重要。壓控振蕩器 (VCO) 和精確的壓控晶體振蕩器 (VCXO) 會迅速響應(yīng)電源的微小變化。鎖相環(huán) (PLL) 需要穩(wěn)定的電源，因為電源上的信號會直接轉(zhuǎn)變成輸出的相位噪聲。RF 放大器需要無噪聲電源，因為這類放大器缺乏抑制電源變化的能力，而且穩(wěn)壓器變化將以不想要的邊帶信號形式出現(xiàn)，降低了信噪比。低噪聲放大器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 不具備無限大的電源抑制能力，穩(wěn)壓器輸出越干凈，性能就越高。上面僅列舉了幾種需要線性穩(wěn)壓器提供無噪聲電源軌的例子，那么怎樣才能確保穩(wěn)壓器按規(guī)定運行呢?
電源一旦搭建完畢就可以確定，對于其應(yīng)用而言，電源是否具有足夠低的噪聲。振蕩器的相位噪聲可以測量，然后，相對于用一個已知和性能良好的電源實現(xiàn)之結(jié)果，對測量結(jié)果進行比較。還要檢查 ADC，以確保得到最多位數(shù)。這些測量工作比較難，需要耗費大量時間，如果可不進行費用高昂的試驗就可確保噪聲足夠低，那會更好。
除了噪聲，還必須考慮線性穩(wěn)壓器的電源抑制能力。線性穩(wěn)壓器電源抑制能力不佳會給開關(guān)穩(wěn)壓器留下剩余信號或帶來其他不想要的信號，從而破壞為確保擁有干凈的電源所付出的艱苦努力。如果電源抑制能力不佳，留下了足夠淹沒噪聲的信號，那么穩(wěn)壓器的噪聲即使極低，也是沒有價值的。
測量輸出電壓噪聲
靜噪不是新鮮事
噪聲問題很早以前就開始提及了。2000 年 3 月凌力爾特發(fā)布了《應(yīng)用指南 83》(Application Note 83)，題為 “低壓差穩(wěn)壓器的低噪聲性能驗證” (Performance Verification of Low Noise, Low Dropout Regulators)，文中詳細敘述了一種測量方法，可以有把握地測量低至 4µVRMS 的穩(wěn)壓器輸出電壓噪聲。該應(yīng)用指南中所用的放大器電路和濾波器在 10Hz 至 100kHz 帶寬時提供 60dB 增益。這是一個良好的起點，可以有把握地測量噪聲水平。
諸如 LT3042 等最新線性穩(wěn)壓器現(xiàn)已投產(chǎn)，其輸出電壓噪聲低得多。在《應(yīng)用指南 83》發(fā)布前后推出的該系列穩(wěn)壓器在 10Hz 至 100kHz 頻帶上的噪聲約為 20µVRMS，而現(xiàn)在 LT3042 在相同頻帶上的噪聲低至 0.8µVRMS�；仡櫋稇�(yīng)用指南 83》中的電路可以看出，輸入?yún)⒖荚肼晫訛?0.5µVRMS，當測量低至 4µVRMS 的噪聲時，誤差低于 1%。在輸出噪聲為 0.8µVRMS 的現(xiàn)在，這樣的噪聲層就不可接受了，因為穩(wěn)壓器本身的工作噪聲僅略高于測量電路。這相當于幾乎高達 20% 的誤差，從而使測量電路成為過于重要的因素，以至于不能有把握地測量信號。
測量低于 1µVRMS 的噪聲不是一項微不足道的任務(wù)。在 10Hz 至 100kHz 測量頻帶上逆推，這相當于 3.16nV/√Hz 噪聲頻譜密度 (假定噪聲為白噪聲)。這就相當于 625Ω 電阻器產(chǎn)生的熱噪聲。以 5% 的誤差測量這么大的噪聲，要求儀器有一個 1nV/√Hz 的輸入?yún)⒖荚肼�，�?1% 內(nèi)的誤差測量則要求 450pV/√Hz 的輸入?yún)⒖荚肼暋?
進行什么樣的測量?
我們現(xiàn)在對儀器要求的噪聲層已有所了解，但是還有一個問題，即關(guān)鍵頻率范圍以及用什么儀器測量所產(chǎn)生的噪聲。為了測量噪聲頻譜密度，可以簡單地通過低噪聲增益級1 饋送穩(wěn)壓器輸出，然后再饋送到頻譜分析儀中，從而將不想要的頻率從測量中隔離出去。如果想測量峰至峰值或 RMS 噪聲，那么在低噪聲增益級上要確保帶阻，以確保僅測量在想要的帶寬內(nèi)的信號。
常用的寬帶噪聲測量頻率范圍為 10Hz 至 100kHz。這個范圍包括音頻頻帶，可確保通過 RF 傳送的基帶數(shù)據(jù)產(chǎn)生最小的邊帶信號。鎖相環(huán)中使用的低噪聲穩(wěn)壓器和高準確度儀表要求在較高的頻率上進行測量 (高達 1MHz 及以上)，因此我們不應(yīng)該將自己限制到僅 100kHz 范圍。理想情況下，帶阻會在想要的頻率上實現(xiàn)絕對的磚墻式濾波，但電路設(shè)計的現(xiàn)實使我們無法實現(xiàn)這樣的效果。選擇較高階的巴特沃斯 (Butterworth) 濾波器, 以保持所關(guān)注頻率范圍內(nèi)的最大平坦度及其提供更好磚墻式近似的能力。濾波器的階數(shù)由其等效噪聲帶寬 (ENB) 引入的誤差決定：二階低通巴特沃斯濾波器的 ENB 為 1.11fH，所產(chǎn)生的誤差太大。4 階濾波器的 ENB 降至 1.026fH，所產(chǎn)生的誤差約為 1.3%。更高階的濾波器會增加不必要的復(fù)雜性和成本，所帶來的性能改進卻很小。4 階濾波器的誤差加上輸入?yún)⒖荚肼曀氲恼`差，若要以 5% 內(nèi)的誤差進行測量，則要求來自放大器的輸入?yún)⒖荚肼曋畲笳`差不超過 1%。
電路增益也必須考慮。如果增益太低，測量儀器的噪聲會加進來，像放大器的輸入噪聲一樣，損害測量結(jié)果的準確性。同時，儀器也許不夠靈敏，無法提供可靠的測量結(jié)果。就 RMS 噪聲測量而言，HP3400A RMS 電壓表的底部范圍為 1mV，因此 60dB 是絕對最低增益�；谀壳翱色@得的商用頻譜分析儀 (而且可從二手市場獲得) 之噪聲層數(shù)據(jù)，人們決定 80dB 時會有最佳的工作表現(xiàn)。
穩(wěn)壓器測量時須考慮的因素
噪聲測量電路的方框圖如圖 1 所示。首先是 DC 隔離構(gòu)件，接下來是超低噪聲增益級以 AV = 25 將輸入放大。然后是一個 5Hz 的單階高通濾波器至另一個 AV = 20 的增益構(gòu)件。接下來是一個 10Hz 二階 Sallen-Key 濾波器和最后的 AV = 20 之增益級，到此凈增益達到了 1 萬倍或 80dB。再后面是 3 個可選輸出之一，選擇哪一個取決于想要的高端頻率。3 個可選輸出或其頻率范圍分別是 1MHz 限制、前述的 100kHz 帶阻、以及達到所用增益級極限的 (在 3MHz 測量到 -3dB 頻率) 寬帶輸出。每種輸出之后都是最后的 5Hz 高通濾波器，以隔離任何殘留 DC 信號。
圖 1：面向噪聲測試的濾波器和增益選擇。巴特沃斯濾波器提供合適的頻率響應(yīng)。
實際電路如圖 2 所示。這里 DC 隔離是用 680µF 電容器和緊隨其后的 499Ω電阻器組成。電容和電阻值的選擇是該電路須做出的主要權(quán)衡之一。電阻器的值必須足夠低，以便其后一級的基極電流不會引起極大的 DC 誤差。不過，如果所選電阻值太低，該濾波器所需電容就會變得極之大。對所測試的穩(wěn)壓器而言，低電阻值還有可能使該濾波器成為頻率補償?shù)慕M成部分，從而改變所測得的結(jié)果。電流值構(gòu)成了 0.5Hz 高通濾波器。
圖 2：圖 1 所示方框圖的實際電路。并聯(lián)的各級每個都配備了低噪聲三極管差分電路，以降低噪聲，同時提高增益。
第一個增益級的架構(gòu)至關(guān)重要。這一級必須提供固定增益，同時在極低的輸入?yún)⒖荚肼暪ぷ鳌Ｔ陬}為 “775 Nanovolt Noise Measurement for A Low Noise Voltage Reference” (針對低噪聲電壓基準的 775 毫微伏噪聲測量) 的《應(yīng)用指南 124》(Application Note 124) 中，介紹了已故的 Jim Williams 所做的工作，以此為基礎(chǔ)，選擇用三極管差分對驅(qū)動運算放大器的輸入，以提供最佳帶寬，同時仍然保持低噪聲。以大約 80 倍的增益驅(qū)動差分對意味著，這對三極管的噪聲起主導(dǎo)作用，而運算放大器的噪聲不是非常重要的因素。
超低噪聲放大器第一增益級由兩對匹配的 THAT300 三極對管并聯(lián)組成 (以降低輸入?yún)⒖荚肼?，接著是 LT1818，該器件配置為使這一級提供 25 倍的總增益。單一 SO-14 封裝中包含 4 個 THAT300 三極管，提供良好的匹配特性 (典型值為 500µV ∆VBE) 和 800pV/√Hz 的典型噪聲。選擇 LT1818 是為了實現(xiàn)高增益-帶寬積。
輸入三極對管和放大器級并聯(lián)，可在不犧牲增益的前提下改善噪聲層。人們都知道，放大器電路并聯(lián)時，產(chǎn)生電壓噪聲壓差，N 級并聯(lián)時使噪聲降低為 1/√N。三極對管并聯(lián)使有效噪聲降至 800pV/√Hz。之后，通過并聯(lián) 4 個完整的輸入級，這個噪聲會進一步降低，再降低 2 倍，至 400pV/√Hz。后續(xù)增加的噪聲源很小，從而使我們能夠接近 1% 準確度所要求的 450pV/√Hz。
在第一增益級之后，330µF 電容器和 100Ω 電阻器對任何偏移提供 DC 隔離，而偏移是三極管差分對和運算放大器所固有的。這還提供 5Hz 高通濾波器，從而有助于提供想要的低頻帶阻。所有 4 個輸入級合起來構(gòu)成第二個增益級，增益為 20 倍。這時，輸入已經(jīng)得到了放大，因此運算放大器的噪聲再次成為影響很小的因素。
10Hz 二階高通濾波器是一個簡單的單位增益 Sallen-Key 濾波器。提高這個濾波器的 Q 值，以幫助補償單一 5Hz 高通濾波器級的頻率響應(yīng)，并為整個電路提供一個 10Hz 的 3dB 點。另外，這一級的 DC 隔離防止可能在前一級已經(jīng)被放大的任何偏移再次被放大。如果不能在不同的級之間隔離 DC 信號，就有可能導(dǎo)致將放大器驅(qū)動到其軌電壓上，從而使測量結(jié)果無效。每個增益級之間都放置了一個濾波器，以防止 DC 信號通過，同時提供低端帶阻。
最后一級是一個簡單的負輸出放大器，具可調(diào)增益以補償組件值的變化。從這里開始，該電路分成了 3 個輸出級。最大帶寬直接來自一個跟隨器，從而避免了低通濾波，并在滿增益噪聲吞吐量情況下，提供 3MHz 的最大帶寬。第二個輸出采用了 1MHz 4 階巴特沃斯低通濾波器，最后一個輸出采用 100kHz 4 階巴特沃斯低通濾波器。所有這 3 個級都使用一個最終在 5Hz 的 DC 隔離 RC 濾波器。
組件選擇很重要
對任何電路而言，選擇正確的組件都很重要，但是談到超低噪聲測量時，選擇正確的組件甚至?xí)P(guān)鍵。噪聲放大器中最關(guān)鍵的點是輸入級，一旦確定了這第一級，很多困難也就變小了。用來直接在輸入端實現(xiàn) DC 隔離的 RC 濾波器必須仔細考慮。
電阻器的選擇沒有很多爭議，與薄膜電阻器相比，金屬薄膜電阻器用來確保低 1/f 噪聲。電容器則完全是另一回事，必須仔細考慮。在《應(yīng)用指南 124》(Application Note 124) 中，使用了一種昂貴的液鉭電容器，以提供很低的 1/f 噪聲，這種電容器是手工挑選的，以選出低泄漏器件。在以低至0.1Hz 頻率工作時，這些特性更加重要。針對寬帶噪聲采用 10Hz 低頻帶阻時，較低價格的電容器可以提供可接受的性能。大型多層陶瓷電容器是一種糟糕的選擇，因為它們本質(zhì)上是一種壓電器件，任何機械振動會把信號注入到電路中，迅速地超過所測噪聲水平。此外，電壓系數(shù)基于穩(wěn)壓器輸出電壓引起拐角頻率變化，這個特性是不想要的。鉭和鋁電解質(zhì)電容器價格不貴，也沒有電壓系數(shù)或機械敏感性問題。以前會考慮聚對苯二甲酸薄膜電容器等更加昂貴的電容器，但是低可用性、高成本和缺乏性能改進使這類電容器被排除在外了。
即使采用那些可能的選擇，電容器也確實顯示出必須仔細考慮的噪聲特性。大型多層陶瓷電容器能夠以低噪聲工作，但是已經(jīng)被排除在外，因為它們對機械振動敏感。鉭和鋁電解質(zhì)電容器產(chǎn)生較高的噪聲 (見參考資料中 Sikula 等撰寫的文章，以了解進一步的信息)。最后選擇了標準鉭電容器，因為這類電容器價格合理、偏置電壓特性良好而且對物理振動不起反應(yīng)。多個電容器并聯(lián)可獲得所需電壓額定值和凈電容，同時還可降低這些電容器導(dǎo)致的噪聲。
出于類似原因，第一個增益級構(gòu)件和第二個增益級構(gòu)件之間的隔離 / 濾波也選擇用鉭電容器實現(xiàn)。盡管使用鉭電容器后，第一級的增益會導(dǎo)致噪聲被放大，但是人們發(fā)現(xiàn)，陶瓷電容器的壓電響應(yīng)產(chǎn)生的信號超出了可接受水平。
幾乎任何類型的電容器都適合最后的輸出隔離 / 濾波網(wǎng)絡(luò)，這里選擇了陶瓷電容器。被放大并與電容器壓電響應(yīng)有關(guān)的噪聲現(xiàn)在足夠大，缺少 DC 偏移意味著電容器接近其預(yù)期值。第一增益級中的補償電容器以及巴特沃斯濾波器中使用的電容器是 C0G、NPO 或聚對苯二甲酸電容器，因為這類電容器的電介質(zhì)沒有或有很小的壓電效應(yīng)或 DC 偏置漂移。
怎樣給電路本身供電是最后一個重要決定。人們選擇用堿性電池作電源，這樣就可為所有級提供噪聲最小的電源，并防止設(shè)備中可能存在的地環(huán)路導(dǎo)致測量結(jié)果不準確。我們必須記住，這里采用的所有電路都不具備無限大的電源抑制能力，電源上的任何噪聲都可以到達輸出，并有可能影響測量結(jié)果。在選擇用任何基于電網(wǎng)的電源供電時，要仔細考慮這些因素。
實際的電路限制
放大器有一些實際限制是不能忽視的。如果電路提供 80dB 增益，那么輸入端的 100µVP-P 信號在輸出端將變成 1VP-P。用 ±4.5V 電源供電決定了輸出信號幅度低于 ±3.5V。因此，輸入不能接受總幅度超過 ±350µV 的信號，否則信號保真度就無法保證。就高斯 (Gaussian) 噪聲而言，預(yù)計最差情況的波峰因數(shù)為 10，那么用這個電路可測得的最大值僅為 70µVRMS。
從這里看出，確保鉭電容器正確偏置也很重要。就輸入隔離電容器而言，三極管幾乎在地電位上工作，因此正輸出電壓穩(wěn)壓器要求將電容器的正極連至穩(wěn)壓器輸出。相反，測量負的輸出電壓時，電容器要反過來連接。就第一級和第二級之間的 DC 隔離和濾波而言，電容器的負端應(yīng)該連至第一級。三極管的基極電流通過 499Ω 電阻器將其基極電壓拉至略負，這個略負的電壓通過第一級的 25 倍增益進一步放大，因此要求電容器這樣取向。
校準、驗證和測量
一旦電路搭建完成，就需要驗證增益和輸入?yún)⒖荚肼�。為了校準增益，�?60dB 衰減2 把來自函數(shù)發(fā)生器的信號降至能夠避免放大器輸出以軌電壓運行的水平。在 1kHz 中頻段頻率時，100mVP-P 從函數(shù)發(fā)生器進入衰減器，調(diào)整最后的增益級中的電位器，以在輸出端提供 1VP-P。在 10Hz 至 1MHz 范圍來回調(diào)節(jié)頻率，以驗證增益在想要的帶寬內(nèi)是平坦的。
增益和頻率響應(yīng)的驗證是用網(wǎng)絡(luò)分析儀進行的�；鶞市盘柾ㄟ^ 60dB 衰減器饋送給放大器輸入。3 個獨立的輸出作為測試點連接，并掃過整個頻率范圍。圖 3 顯示 3 個輸出中每一個的增益隨頻率的變化，突出顯示了卓越的平坦度和恰當?shù)墓战穷l率。
圖 3：圖 1 電路的增益。濾波器響應(yīng)顯示，在想要的拐角頻率處有陡峭的滾降。
為了驗證輸入?yún)⒖荚肼暎瑢⒎糯笃鬏斎攵探又恋�，測量輸出端的噪聲。測量直接用 RMS 電壓表或示波器進行。噪聲頻譜密度用頻譜分析儀觀看。所測得的寬帶輸出噪聲頻譜密度 (如圖 4 所示) 有 1/f 噪聲，拐角頻率為 200Hz，在 200Hz 至 1MHz 范圍內(nèi)呈現(xiàn) 5µV/√Hz 白噪聲特性。用 80dB 增益除以這個噪聲數(shù)值，得出輸入?yún)⒖荚肼暿?500pV/√Hz，略高于目標值。即使有 1/f 分量，這一數(shù)值也相當于在 10Hz 至 100kHz 帶寬內(nèi)有 0.15µVRMS，這個數(shù)值足夠低，可以有把握地在相同的帶寬上測量 1µVRMS。測量結(jié)果與示波器上測得的峰至峰值噪聲有良好的相關(guān)性，如圖 5 所示。
圖 4：輸入短接至地時放大器的噪聲頻譜密度顯示出有 1/f 分量。除以 80dB 電路增益，就可產(chǎn)生輸入?yún)⒖荚肼暋?/strong>
圖 5：輸入短接至地時的峰至峰值放大器噪聲 (100kHz 范圍) 與噪聲頻譜密度相關(guān)。
測量仍然不是一項簡單的任務(wù)
在這個電路的設(shè)計和測試期間，出現(xiàn)了幾種不太明顯的影響，這顯示出測量超低噪聲的難度。將輸入短接至地并將輸出連至示波器，揭示出很多用 RMS 電壓表或頻譜分析儀看不到的信息。用陶瓷電容器進行輸入濾波和第二級濾波時，只用手指敲擊實驗臺就會產(chǎn)生很大的信號擺幅，從而顯示出陶瓷電容器的壓電特性。這使得人們轉(zhuǎn)而采用固鉭電容器。
還有一種明顯的影響是，待測噪聲如此之小，以至于需要不同尋常的測量方法，以確保得到可靠的測量結(jié)果。將放大器電路板放在型號較舊的示波器前面，就會顯示規(guī)則的 20kHz 信號 (就像示波器內(nèi)有一個開關(guān)穩(wěn)壓器)，該信號的幅度大于輸入?yún)⒖荚肼暋？拷鼘嶒炁_上的萬用表放置放大器電路板，就會產(chǎn)生一個很大的 60Hz 信號。圖 6 顯示，當放大器放置在加電示波器前面幾英寸的地方時，放大器是多么靈敏。在上述兩種情況下，將電路板從設(shè)備附近拿開，或者改變電路板的朝向，都會改變信號幅度，而關(guān)斷設(shè)備則會消除信號。在鉛筆末端纏繞幾個導(dǎo)線回路，將這連至函數(shù)發(fā)生器，以在不同頻率時作為小型天線使用。不出所料，電路板上的某些區(qū)域有一些電路回路與實驗臺設(shè)備中的電感器和變壓器發(fā)生了磁耦合。為此進行了一些布局改進，以幫助最大限度減少回路，不過顯而易見的是，需要外部屏蔽。
圖 6：輸入短接至地和靠近示波器時，所顯示的信號突出表明放大器電路板對磁場的靈敏度。
屏蔽盒結(jié)構(gòu)
圖 7 和圖 8 顯示了用來放置噪聲放大器電路板的屏蔽盒之內(nèi)部結(jié)構(gòu)。放大器電路板與 6 節(jié) D 號堿性電池一起放置在屏蔽盒內(nèi)，該屏蔽盒是用 0.050" 厚的 Mu Metal 做成的，以針對低頻磁場提供良好的屏蔽效果。然后，將這屏蔽盒放入一個由 2 盎司覆銅板做成的盒子中，兩個盒子之間留出 1/2’’ 空隙，之所以選擇覆銅板，是要針對較高頻率提供良好的屏蔽效果。最后，將這兩個盒子放入一個不銹鋼盒 (一個再利用的餅干盒) 中，以針對磁場提供一定程度的初始屏蔽，盒間依然留出 1/2’’ 空隙。各個盒之間的 1/2’’ 空氣隙幫助衰減磁場。附錄 A “用于磁場屏蔽的材料”一文探討了對低頻磁場屏蔽有用的材料。
圖 7：屏蔽盒結(jié)構(gòu) (不銹鋼盒內(nèi)套銅板盒再內(nèi)套 Mu Metal 盒) 以衰減磁場。
圖 8：詳細的屏蔽盒結(jié)構(gòu)。請注意，僅輸入同軸纜屏蔽層連至金屬屏蔽盒，以防止產(chǎn)生地回路。
關(guān)于屏蔽盒的構(gòu)造，需要提及幾個重要的方面。內(nèi)部放大器電路板用同軸電纜將信號從電路板送出來，送到輸入和輸出 BNC 連接器。不過，必須注意同軸纜屏蔽層的連接。僅輸入屏蔽層連至電路板的地平面和最外層的不銹鋼盒。輸入和輸出 BNC 屏蔽層都連至不銹鋼盒，同時輸入和輸出端的同軸纜屏蔽層都連至電路板地。如果輸出屏蔽層也連至不銹鋼盒，那么就會形成一個地回路，這可能會增強雜散磁場。每一層屏蔽盒都通過金屬螺釘和支架與其外面一層屏蔽盒實現(xiàn)電氣連接，放大器電路板用阻焊層隔離。這樣一來，無需在內(nèi)部連至放大器電路板的地平面，就可以實現(xiàn)屏蔽盒之間的連接，這樣就不會產(chǎn)生可能的回路。最后，不銹鋼本身可以增大衰減：不銹鋼盒體與盒蓋的內(nèi)外邊緣經(jīng)過打磨，以清除裝飾漆和保護層，確保盒體與盒蓋之間有良好的電氣接觸。
值得一提的是，即使所有聯(lián)注放在屏蔽電路上，但是電壓頻率場依然足夠強以直接影響噪聲曲線，如圖 4 所示。幸運的是，屏蔽足夠有效，能夠最大限度減小這些場產(chǎn)生的信號。即便如此，在進行測量時，人們還是應(yīng)該充分意識到與電路相互影響的各種場的潛力。
測量穩(wěn)壓器輸出噪聲
一旦放大器檢查和校準完畢，就進行實際噪聲測量。要想準確測量線性穩(wěn)壓器的輸出噪聲并獲得反映真實情況的結(jié)果，就要格外注意 DUT 屏蔽、組件選擇、布局和電纜管理。圖 9 顯示了用來測試一個線性穩(wěn)壓器的配置，突出顯示了用來避免磁場干擾測量結(jié)果的結(jié)構(gòu)和屏蔽方法。在任何給定時間只有一個儀器連接以排除破壞測量的接地回路。
圖 9：進行噪聲測量的實驗臺配置。屏蔽盒中放置了噪聲放大器。由于線性穩(wěn)壓器具備低輸出阻抗，所以沒有必要屏蔽，但是磁場仍然有可能影響輸出。
選擇用電池作為電源給線性穩(wěn)壓器供電的理由與選擇用電池給放大器供電是相同的，目的是測量線性穩(wěn)壓器的噪聲，而不是確定電源抑制特性。穩(wěn)壓器不需要屏蔽，因為穩(wěn)壓器具備低輸出阻抗，因此非常不容易受到低頻磁場的影響。連接穩(wěn)壓器輸出和噪聲放大器時，需要使用短的桶形連接器，因為長的軟電纜由于靜電4 效應(yīng)會引入誤差。
放大器輸出直接饋送到示波器中，以測量峰至峰值噪聲。如圖 10 所示，LT3042 的峰至峰值噪聲為 4µVP-P。同一穩(wěn)壓器的頻譜分析儀曲線 (如圖 11 所示) 顯示了在不同 SET 引腳電容時產(chǎn)生的噪聲。10Hz 至 100kHz RMS 噪聲作為 SET 引腳電容的函數(shù)顯示在圖 12 中。
圖 10：LT3042 在 10Hz 至 100kHz 帶寬上的噪聲。RMS 噪聲為 0.8μVRMS。
圖 11：噪聲頻譜密度曲線顯示了 LT3042 的 SET 引腳電容增大的影響
圖 12：在 10Hz 至 100kHz 帶寬上，SET 引腳電容增大，RMS 噪聲降低。
測量 RMS 噪聲要求更加仔細地選擇儀器。并不是所有 RMS 電壓表都“生而平等”，請查閱摘自《應(yīng)用指南 83》(Application Note 83) 文章 “Performance Verification of Low Noise, Low Dropout Regulators” (低壓差穩(wěn)壓器的低噪聲性能驗證) 中附錄 C 的 “UNDERSTANDING AND SELECTING RMS VOLTMETERS”(了解和選擇 RMS 電壓表)，以了解有關(guān) RMS 電壓表的種類以及各種電壓表性能的信息。這份附錄列出了很多不同的 RMS 電壓表，并突出說明了為什么有些電壓表有很大誤差，因而導(dǎo)致測量結(jié)果比實際情況更加樂觀的問題。
測量穩(wěn)壓器電源抑制
與噪聲測量同等重要
線性穩(wěn)壓器的電源抑制與輸出電壓噪聲同樣至關(guān)重要。如果電源抑制性能不佳，即使噪聲最低的穩(wěn)壓器也會使不想要的信號通過，到達輸出，這樣的信號到達輸出后可能淹沒穩(wěn)壓器的噪聲。人們常常使用開關(guān)穩(wěn)壓器作為預(yù)穩(wěn)壓器，以提供效率、噪聲、瞬態(tài)響應(yīng)和輸出阻抗的最佳組合。
大多數(shù)最先進的開關(guān)穩(wěn)壓器都在 100kHz 至 4MHz 頻率范圍內(nèi)工作。即使采用 ESR 最低的電容器，開關(guān)穩(wěn)壓器能量傳送的脈沖性也會導(dǎo)致在開關(guān)頻率上出現(xiàn)輸出電壓紋波。在噪聲敏感的視頻、通信以及其他類型的電路中，這些紋波信號會引起問題。凌力爾特 2005 年 7 月發(fā)布了《應(yīng)用指南 101》(Application Note 101)，題為“Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs”(最大限度降低開關(guān)穩(wěn)壓器信號在線性穩(wěn)壓器輸出中的殘留)，文中已經(jīng)探討了這個問題。
凌力爾特最近推出的線性穩(wěn)壓器之電源抑制為 80dB 及更大范圍。LT3042 在某些頻率上電源抑制接近 120dB。為了測試電源抑制，輸入必須保持在足夠低的幅度，以確保測試的是穩(wěn)壓器的小信號響應(yīng)而不是大信號響應(yīng)，當然信號也必須足夠大，以在輸出端提供可測量的信號。此外，疊加了 AC 信號的輸入 DC 信號一定不能使穩(wěn)壓器產(chǎn)生壓差或進入其他不想進入的工作區(qū)。
驅(qū)動 DUT
測試穩(wěn)壓器電源抑制性能時，第一件必做之事就是提供一個將受到抑制的信號。這可不是僅將頻率發(fā)生器連接到穩(wěn)壓器上而已，而是復(fù)雜得多。AC 信號必須疊加在 DC 偏移之上，并能夠在加載情況下提供所需電流。
Jim Williams 開發(fā)了用來實現(xiàn)這一目的的電路，如圖 13 所示。在這個電路中，DC 基準電壓由 A2 產(chǎn)生，并在 A1 的負輸入端與 AC 信號疊加。A1 輸出驅(qū)動達林頓連接的三極管，而三極管與鎮(zhèn)流電阻器連接，可把這些電路組并聯(lián)以提供高達 5A 的輸出電流。
圖 13：驅(qū)動器電路板使 AC 和 DC 電壓相加，以在頻率直至 10MHz 時提供數(shù)安培電流。
將這個電路連接到 DUT 時，需要提到的一個主要說明是：穩(wěn)壓器不應(yīng)該使用輸入電容。第一個原因是，該電路沒有為驅(qū)動電容性負載而優(yōu)化，可能產(chǎn)生振蕩。第二個原因是，這個電路不能吸取電流，必須有負載存在以給輸入電容器放電，尤其是在頻率增大時。在 10MHz 跨一個 1µF 電容器提供一個 50mVP-P 正弦信號時，需要超過 3A 充電和放電電流，以防止信號失真。如果在小輸出電流 (低于 100mA) 時進行測量，那么就要預(yù)加載，以確保提供給穩(wěn)壓器的信號保真度。
未雨綢繆
當穩(wěn)壓器具備很高的電源抑制時，就必須仔細考慮儀器的細節(jié)問題。如果穩(wěn)壓器提供 100dB 電源抑制，那么 50mVP-P 輸入信號在輸出端就被降至 0.5µVP-P。可以提高輸入信號幅度，但在某些點上將發(fā)生從小信號響應(yīng)向大信號響應(yīng)的轉(zhuǎn)變。
就一個具備很高電源抑制的穩(wěn)壓器而言，輸出信號的小幅度可與該器件的噪聲幅度相比，或者比器件的噪聲幅度還小。這建議我們應(yīng)該像放大噪聲一樣地放大信號，以能夠進行準確測量。即使這么做了，輸出信號也常常被噪聲淹沒。幸運的是，新式示波器提供求取平均值的功能，使人們能夠從噪聲中抽取出信號。隨機噪聲的平均值為零。輸入信號提供所需的觸發(fā)信號。
無論信號是否被放大，測量電源抑制時，還可能出現(xiàn)其他一些問題。輸入和輸出信號必須同時測量，人們需要知道輸入和輸出幅度，以確定該器件的抑制性能。測量配置的方框圖如圖 14 所示。
圖 14：電源抑制測量配置的方框圖顯示了地回路。將單端放大器轉(zhuǎn)換成差分放大器可解決地回路問題。
值得一提的是，在這個方框圖中，存在可能破壞測量結(jié)果的地回路。第一個地回路是通過兩個示波器通道的公共地形成的。這個地回路從信號放大器中通過，回路中的任何信號都會破壞電源抑制測量結(jié)果，使測量結(jié)果不能反映實際性能。對這個問題的解決辦法是，將信號放大器從單端電路變成全差分電路。這么做了以后，兩個回路都被斷開了，這樣就保證了測量保真度。第二個地回路 (圖 14 中沒有顯示) 通過 AC 線路地到達第一個示波器通道。這個回路對誤差貢獻最小，因為相比之下所有信號都是大信號。
用簡單放大器實現(xiàn)差分輸入
一個簡單放大器如圖 15 所示。這個放大器在輸入端使用了全差分增益級，增益為 40dB，其后是一個差分至單端轉(zhuǎn)換器，提供另外 20dB 增益。每個輸入端都有一個 200Hz 高通濾波器以隔離 DC。之所以選擇 LTC6409，是因為該器件提供很大的 10GHz 增益帶寬積。第二級由 LT1818 組成，配置為一個差分至單端轉(zhuǎn)換器，增益為 20dB。
圖 15：簡單的差分至單端放大器提供 60dB 增益
這個放大器組合的輸入?yún)⒖荚肼曔\行大約 1.4nV/√Hz，這意味著我們預(yù)期應(yīng)該測得低于 2.2µVP-P 的噪聲。同時，我們預(yù)期穩(wěn)壓器本身有 4µVP-P 噪聲。我們預(yù)期在穩(wěn)壓器輸出端有 0.5µVP-P 信號，與該信號相比，這個噪聲完全淹沒了我們試圖測量的信號。不過，惟一的可取之處是噪聲的隨機性，噪聲的平均值為零：使用具備存儲器的新式示波器求取平均值后，就可得到隱藏在噪聲中的信號。
改進差分放大器
極高性能線性穩(wěn)壓器測量變得更加棘手。輸出信號僅獲得 60dB 增益時，0.5µVP-P 信號就變成了 0.5mVP-P。這么小的幅度已經(jīng)接近很多高端示波器 1X 探頭的測量門限了。將線性穩(wěn)壓器輸入幅度提高 10 倍，會增加空間，但是如果穩(wěn)壓器抑制再增加 20dB，那么問題就會再次出現(xiàn)。
圖 16 顯示了怎樣實現(xiàn)更高性能的放大器。該放大器基于圖 2 所示噪聲放大器和圖 15 所示差分至單端放大器�，F(xiàn)在，每一級所用的 LT1818 換成了 LT1994 差分放大器，LT1994 向差分三極對管反饋信號，三極對管仍然由 THAT300 三極管陣列組成。第二個差分增益級由另一個 LT1994 組成，之后通過第一個 LT6232 轉(zhuǎn)換成單端測量電路。面向高通和巴特沃斯濾波器的后續(xù)各級與圖 2 中相同。電路響應(yīng)的校準和驗證與低噪聲放大器相同。
圖 16：改進的放大器提供差分輸入和 80dB 增益
測量電源抑制的配置如圖 17 所示。所測得的 LT3042 穩(wěn)壓器的電源抑制如圖 18 所示。值得一提的是，該穩(wěn)壓器的電源抑制在 100Hz 時接近 120dB。在示波器上驗證這個測量結(jié)果要求改進的放大器提供 80dB 增益。
圖 17：測量電源抑制的配置。下方左邊是驅(qū)動器電路板和 DUT，下方右邊是放大器電路板。電源和信號源未顯示。
圖 18：LT3042 的電源抑制曲線顯示，在接近 4MHz 頻率時，性能 >70dB。
其他測量方法
還可用其他方法和設(shè)備進行電源抑制測量。鎖定的放大器用基準信號在想要的頻率上提供同步檢測，以幫助測量小信號。網(wǎng)絡(luò)分析儀還提供一個掃頻振蕩器，同時提供帶通功能，以測量輸入和輸出幅度，并計算電路的抑制性能。這些方法提供有效的測量結(jié)果，但是人們?nèi)匀恍枰斏鲗Υ娐愤B接并驗證測量結(jié)果。在示波器上檢查輸入和輸出信號是必做之事，信號幅度和波形會指明，所測試的穩(wěn)壓器是否被驅(qū)動進入了壓差狀態(tài)，或者小信號響應(yīng)是否已讓位于大信號響應(yīng)。
陷阱
與測量噪聲類似，測量電源抑制時，也有一些陷阱可能導(dǎo)致人們誤入歧途。對電路接地需要嚴加注意，使用星形接地方式很重要。測量電源抑制時所看到的某些影響，實際上似乎是反直覺的。
迄今為止，可靠的設(shè)計始終會在線性穩(wěn)壓器的輸入端包括一些電容，以保持電源阻抗在整個頻率范圍內(nèi)盡可能低。如果器件提供足夠高的電源抑制，那么實際上有可能增大輸出紋波。
考慮一個如圖 19 所示的電路，其中 LT3042 對 LT8614 Silent Switcher® 穩(wěn)壓器進行后穩(wěn)壓。在 500kHz 開關(guān)頻率上，LT8614 通過兩三英寸長的銅質(zhì)電路板走線，向 LT3042 輸入端提供約 20mVP-P 紋波。在 LT8614 使用僅 22µF 的輸出電容器時，線性穩(wěn)壓器的輸出紋波僅為幾 µVP-P。當 LT3042 輸入端增加一個 4.7µF 電容器時，輸出紋波增大到約 75µVP-P，如圖 20 所示。應(yīng)該提到的是，就這些照片而言，帶寬限制在 20MHz，因為目的是顯示開關(guān)頻率上的紋波，而不是高頻邊沿尖峰。
圖 19：用 LT3042 對 LT8614 Silent Switcher 穩(wěn)壓器進行后穩(wěn)壓。
 
圖 20：LT3042 對 LT8614 Silent Switcher 穩(wěn)壓器進行后穩(wěn)壓 (a) 在 LT3042 輸入端無需任何電容器，(b) 在 LT3042 輸入端有 4.7μF 電容器。兩張照片都是帶寬受限的，以忽略高頻尖峰。
增加輸入電容是怎樣降低穩(wěn)壓器電源抑制的? 答案與 LT3042 性能無關(guān)，而與電路板布局有關(guān)。LT3042 提供卓越和具備以電氣方式抑制輸入電源信號的能力。迄今為止，能否抑制這些信號一直是限制因素�，F(xiàn)在，磁場成了罪魁禍首。
為了更好地理解這一點，圖 21 所示原理圖用一條綠色的實線突出顯示了 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的一條 AC 電流通路。如果 LT3042 的輸入端有電容，那么 AC 電流也流過綠色虛線顯示的通路。LT3042 的輸入在所關(guān)注的頻率上呈現(xiàn)高阻抗特性，因此無 AC 電流流入 LT3042。
圖 21：本原理圖突出顯示了 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的 AC 電流回路和一些易受磁耦合影響 (附錄 B 的圖 B1) 的通路。組合使用鐵氧體珠、屏蔽以及調(diào)節(jié)物理距離的方法，以最大限度減小高頻尖峰 (附錄 B 的圖 B2)。電路板結(jié)構(gòu)來自附錄 B 的圖 B。
AC 電流產(chǎn)生磁場，該磁場將在附近的其他回路中引起電流，在變壓器中，繞組以同樣的方式耦合。在圖 21 中，兩個所關(guān)注的回路用藍色和紅色顯示。藍色回路由 CSET 和 RSET 形成，在誤差放大器輸入端產(chǎn)生紋波。由于 LT3042 的單位增益架構(gòu)，這個紋波被一直傳送到輸出端。紅色回路由輸出電容器和回看進穩(wěn)壓器的阻抗 (以及附近的負載組件) 直接在穩(wěn)壓器輸出端產(chǎn)生紋波。
與直覺相反，去掉 LT3042 輸入端的電容會降低輸出紋波�？紤]到這不是信號的電饋通，而是磁場耦合，所以人們在設(shè)計電路板時，必須考慮距離、屏蔽和回路方向。場強與距離和回路面積有關(guān)，最大限度減小回路面積 (不是靠采用輸入電容器) 和最大限度延長距離 (僅通過使用 DC-DC 轉(zhuǎn)換器輸出電容) 限制了加到敏感回路上的電流。
這表明，之前決定在信號驅(qū)動器電路板的輸出端或穩(wěn)壓器輸入端不使用電容器是明智的。如果在穩(wěn)壓器輸入使用電容器，就增加了一個回路，從而會產(chǎn)生磁場，該磁場耦合進輸出并導(dǎo)致錯誤的測量結(jié)果。穩(wěn)壓器電源抑制看起來會比實際情況差得多。
使用開關(guān)穩(wěn)壓器時遇到的另一個問題是，不僅要去掉開關(guān)頻率紋波，還要去掉與開關(guān)邊沿有關(guān)的尖峰。有些電路的開關(guān)邊沿僅在幾納秒時間內(nèi)就過渡完畢，從而產(chǎn)生數(shù)百 MHz 頻率分量。這些頻率無法用簡單的線性穩(wěn)壓器消除。走線電容和磁耦合等寄生效應(yīng)使得這些尖峰難以降低。請參閱凌力爾特《應(yīng)用指南 101》(Application Note 101)“Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs”(最大限度降低開關(guān)穩(wěn)壓器信號在線性穩(wěn)壓器輸出中的殘留)，以及附錄 B “控制高頻開關(guān)尖峰”，以獲得進一步的信息。
結(jié)論
LT3042 等線性穩(wěn)壓器具備很高的性能，為敏感系統(tǒng)提供了噪聲極低的電源軌。驗證這類器件的 DC 性能通常不是很棘手的任務(wù)。而在性能如此之高的情況下，諸如噪聲、電源抑制等關(guān)鍵參數(shù)不那么容易測量。就連測量電路、連接、電路板布局和設(shè)備中最不引人注意的細節(jié)都要格外注意。一度可能被忽視的微小誤差 (與待測信號相比) 現(xiàn)在卻成了一階誤差項。能夠提供高 PSRR 性能表明，信號不是通過器件本身而是通過磁耦合發(fā)送的。必須檢查每一個細節(jié)，以確保測量保真度，提供可靠的結(jié)果。 |
